微机型继电器校验仪电源的设计介绍

微机型继电器校验仪电源的设计介绍
摘要：介绍了继电器校验仪交流供电系统设计中，前级直流220V主电源及其辅助电源的设计方法。文章重点介绍了Flyback多路输出变压器的设计方法和抑制共模干扰的方法，及其一种新颖的变压器隔离方法。实现了较高的系统精度和可靠性。 
关键词：多路输出；变压器隔离；仪用电源 中图分类号: 文献标识码:  文章编号： 
0    引言     随着我国电力工业的迅速发展，继电保护装置成为电力系统中必不可少的装备，在保护电力系统安全、可靠性方面起了难以估量的作用。开发高性能的继电器校验装置成为迫切的需要。 
1    系统结构     本次开发的继电器校验仪电源，基于单片机89C52和SPWM控制器SA4828，提供0～150V可调交流输出，同时可处理多种交直流电源的检测及其显示，如图1所示。其中，逆变器的直流输入、单片机89C52、SPWM控制器SA4828和各路信号调理电路的供电电源是由一组反激多路输出提供。本文介绍了一种多路输出反激变压器的设计及有关隔离与抗干扰设计。  图1    继电器校验仪电源系统框图 
2    Flyback多路输出变压器设计     本文设计的继电器校验仪电源系统是通过Flyback变换器产生多路输出电源，其中主输出给逆变电路提供220V直流输入，然后由逆变电路产生0～150V可调交流输出，如图1所示。Flyback电路同时还承担着给交直流信号调理电路提供＋15V、－15V电源；给AD采样电路、单片机89C52、SPWM控制器SA4828提供＋5V供电电源的任务。因此，Flyback电路中的变压器设计是重点。
 2.1    Flyback电路主要技术参数     
图2所示为本次开发设计的继电器校验仪系统中，Flyback主电路的原理图，其主要技术参数为     小输入交流电压   V_ACmin=198V；     大输入交流电压    V_ACmax=242V；     电网频率            f_AC=50Hz；     开关频率           f_s=100kHz；     大输出功率        P_OUTmax=200W；     输出电压            V_OUT=220V；     辅助输出电压        V_AUX1=＋15V（反激控制电源）；         V_AUX2=＋15V（逆变控制电源）；                         V_AUX3=＋15V（信号调理电源）；                         V_AUX4=－15V（信号调理电源）；                         V_AUX5=＋5V（微处理器电源）；     大反射电压        V_RMAX=110V；     效率                 η=0.8；     输入直流电压纹波    V_DCripple=30V；   图2    Flyback主电路原理图 2.2    变压器的计算[1][2]     根据所设计电路的功率容量，选择TDK的EE42/42/15作为变压器的磁芯。 大输入直流电压为     V_DCMAXPK=V_ACMAX=342V（1） 小输入直流电压为     V_DCMINPK=V_ACMIN=280V（2） 大输入功率为     P_INMAX==250W（3） 每半波的放电时间：     T_D==6.597ms（4） 放电时刻输入电容所需要提供的能量为    W_IN=P_INMAXT_D=250W×6.597ms=1.649W·s 重新计算小输入电压：     V_DCMIN==251.8V（5） 大占空比为     D_MAX==0.304（6） 原边电感电流峰值为     I_LPK==6.531A（7） 原边电感电流有效值为    I_LRMS=I_LPK=2.079A（8） 原边励磁电感量为     L_P==117.2μH（9） 查询TDK磁芯EE42/42/15的A_L－AirGap对照表，选取合适的A_L值（注意磁芯气隙好不要大于1mm，否则会引起边缘磁通效应，造成变压器过热）。此次设计选择的A_L=290nH/N²，则 原边匝数为     N_P==21匝（10） 主输出匝数为     N_S==42匝（11） 辅助绕助1、2、3、4（±15V）的匝数：     N_AUX1=24120.JPG" width=85>=4匝（12） 辅助绕组5（＋5V）的匝数： N_AUX2==2匝（13） 
3    共模干扰的抑制[3][4]     在绕制变压器的过程中，为了减少各绕组的漏感，采取了三明治绕法，如图3所示（左边为内层、右边为外层）。这种绕法一方面是减少了漏感，但另一方面带来的问题就是由于增加了初级和次级之间的接触面，两者之间的耦合电容就会变的比较大，而耦合电容是引起开关初级和次级之间共模噪声干扰的主要通道。   图3    变压器的绕法     如图4所示，在未加任何措施之前，变压器初级和次级之间寄生电容的简明示意图，其中C_g1、C_g2及其C₁₂分别为初级对地电容、次级对地电容及其初级和次级之间的寄生电容。  图4    变压器寄生电容示意图     假设初级的共模干扰电压为U1，则根据基尔霍夫定律可知，次级接收到的干扰电压为     U₂
=U₁（14）     通过在初次级间加高压电容（Y电容）的办法，来实现减少初级对次级的共模干扰。在电路中，MCU（微处理器）的地和输入地之间加了一个1000pF/1kV的Y电容，给高频共模干扰信号提供一个低阻抗回路，使流向MCU地端的共模干扰信号直接短路掉，防止它传入次级。未对输入地加高压电容（Y电容）时，＋5V输出电压如图5所示。图6是＋5V地和输入地之间加高压电容（Y电容）后的输出电压波形。比较后可以得出，优化设计效果明显，毛刺峰－峰值由原来的将近1V减小为几十mV。   图5    未加Y电容时5V输出  图6    加Y电容时5V输出 
4    开关高频干扰的消除[3][4]     由于＋5V电源是供给单片机89C52、SPWM控制器SA4828及AD芯片使用，且有两路电源±15V是用于信号调理电路，因此，对于这几路供电电源，如果存在高频的开关干扰，会影响信号检测与模数转换的准确性。因此在变压器设计中采用了铜箔隔离。     此次设计的电路，理论上存在3个地，如表1所列。考虑到此电路的特殊要求，如果按照传统的初次级铜箔隔离，那么主输出侧产生的干扰源，势必会通过寄生电容、寄生电感等杂散参数，影响到MCU侧的电源质量，会导致MCU工作的不稳定和信号调理与检测的准确性。因此设计中，采用了     一种新颖的隔离方法，是将MCU侧与原边（输入侧）、主输出侧电源用铜箔隔离，如图3所示，并且将铜箔良好地接地，以达到减小高频干扰的目的。

表1    电路中地分布 地类型 相关电源 输入地 整流后的直流电压、Flyback控制电压＋15V 主输出地 主输出＋220V、逆变器控制电源＋15V、逆变器 MCU地 单片机89C52、SPWM控制器SA4828等控制电源＋5V、交直流信号调理电路电源±15V

    在图7中C_i1、C_i2分别为原边、MCU侧到屏蔽层的电容，而C_g1、C_g2分别为原边、MCU侧对地电容，C_i为屏蔽层对地之间的电容，如果屏蔽层接地良好，那么可以认为[3]C_i=∞，但是在实际的应用中，由于屏蔽体并不是完全的屏蔽，也就是说C_i≠∞，而是存在剩余电容。     如果初级存在干扰信号u₁，则到达屏蔽层的干扰信号为     u_i=u₁（15） 进而MCU侧接收到的干扰为     u₂=u_i=u₁（16）   图7    加铜箔隔离的变压器寄生电容 如果C_i=∞，则由上式可以推出MCU侧存在的干扰信号为0，但是由于C₁₂的存在，仍然存在干扰信号为     u₂=u₁≈u₁（17）     由以上的分析得知，由于屏蔽层的存在，使得C₁₂和C_i2减小，则原边、主输出侧存在的干扰信号传导到MCU侧的时候，大大地减小了，屏蔽层接地越好，能够传导过去的干扰信号越小。     本次设计的电路，对交直流信号经信号调理、AD采样、MCU计算后，终通过LED显示其有效值或平均值。在没有进行上述隔离措施或者是按照通常方法对初次级作屏蔽措施的情况下，对于交流100V输出的检测结果，LED显示的检测值会有的±1V波动，然而采用MCU侧与原边、主输出侧的屏蔽措施以后，LED显示的检测值波动仅为±0.2V，效果明显。 
5    结语     在微机型继电器校验仪电源系统设计中，如何抑制高频开关干扰和共模干扰，一直是一个难点。本文提出了一种新颖的变压器隔离方法，有效地解决了开关高频干扰问题，并且通过采用Y电容，有效消除了共模干扰。此外，本文还详细介绍了多路输出反激变换器的变压器的实际设计过程。实验结果验证了这一设计的有效性，很好地提高了校验仪的可靠性和精度